Dynamische Spektrumsteilung zwischen aktiven und passiven Nutzern über 100 GHz

Jun 19, 2023

Kommunikationstechnik Band 1, Artikelnummer: 6 (2022) Diesen Artikel zitieren

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Drahtlose Netzwerke der sechsten Generation werden mehr Mobilfunkverkehr als je zuvor in Backhaul-Verbindungen mit extrem hoher Kapazität zusammenfassen, die im weitgehend ungenutzten Spektrum oberhalb von 100 GHz eingesetzt werden könnten. Aktuelle Vorschriften verhindern jedoch die Zuweisung großer zusammenhängender Bänder für die Kommunikation auf diesen Frequenzen, da mehrere schmale Bänder zum Schutz passiver Sensordienste reserviert sind. Dazu gehören Radioastronomie und Erderkundungssatelliten, die Sensoren verwenden, die schädlichen Störungen durch aktive Sender ausgesetzt sind. Hier zeigen wir, dass die aktive und passive gemeinsame Nutzung des Spektrums über 100 GHz möglich ist, indem wir einen Echtzeit-Dualband-Backhaul-Prototyp einführen und experimentell evaluieren, der die Anwesenheit passiver Benutzer (in diesem Fall des NASA-Satelliten Aura) verfolgt und Störungen automatisch vermeidet Umschaltbänder (123,5–140 GHz und 210–225 GHz). Unser System ermöglicht breitbandige Übertragungen im Spektrum über 100 GHz und vermeidet gleichzeitig schädliche Störungen von Satellitensystemen, was den Weg für innovative Frequenzpolitik und Technologien in diesen entscheidenden Bändern ebnet.

Die digitale Transformation unserer Gesellschaft wird durch die Verfügbarkeit einer grundlegenden, unsichtbaren und dennoch knappen Ressource gefördert – des elektromagnetischen Spektrums1,2,3,4. Das elektromagnetische Spektrum ermöglicht nicht nur den Informationsaustausch durch drahtlose Kommunikation, sondern ist auch eine reichhaltige Informationsquelle durch Sensorik. Die Endlichkeit des Spektrums schafft konkurrierende Interessen für Kommunikation und Sensorik. Diese unterschiedlichen Interessen, die von verschiedenen wissenschaftlichen Gemeinschaften, Regierungsstellen und Industrien geäußert werden, haben zu starren Frequenzzuteilungen durch nationale und internationale Regulierungsbehörden wie der International Telecommunications Union (ITU)5 oder der Federal Communications Commission (FCC)6 geführt. aus den 1930er Jahren.

Um mehr Geräte und Anwendungen mit extrem hoher Kapazität zu unterstützen, werden drahtlose Netzwerke der 6. Generation (6G) Datenraten erfordern, die um Größenordnungen höher sind als heute verfügbar, wodurch der Bedarf an Spektrum steigt7. Während die 5. Generation (5G) der Mobilfunknetze Trägerfrequenzen von bis zu 71 GHz8 verwendet, wird 6G über 100 GHz9,10,11 hinausgehen, um die Daten vieler Mobilfunknutzer in Backhaul-Verbindungen mit extrem hoher Kapazität zu sammeln.

Die Kommunikation in diesem Spektrumband ist jedoch durch die Koexistenz passiver Nutzer begrenzt, die (i) nicht senden und (ii) nur hochempfindliche Hochfrequenzsensoren (RF) für die Erderkundung, Wetterüberwachung und Radioastronomie verwenden6,12. Passive Benutzer können durch Störungen durch aktive Übertragungen negativ beeinflusst werden13. Daher behalten sie exklusiven Zugriff auf relativ schmale Teile des Spektrums über 100 GHz, wodurch die Zuweisung zusammenhängender Abschnitte mit einer Bandbreite von mehreren zehn GHz für die Kommunikation verhindert wird5,6. In den USA beispielsweise sind die größten Zuteilungen für aktive Übertragungen zwischen 100 und 275 GHz 32,5 GHz (116–148,5 GHz) und 18,5 GHz (231,5–250 GHz), wobei jedoch nur 12,25 GHz (nicht zusammenhängend) für uneingeschränkte Festnetzübertragungen vorgesehen sind oder mobile terrestrische Nutzung6. Übertragungen sind im 33,5-GHz-Spektrum strengstens verboten und an den Schutz der gleichzeitig vorhandenen passiven Nutzer im verbleibenden Spektrum geknüpft.

Diese konservativen Regelungen gelten auch ohne passive Nutzer, die das Spektrum zur Wahrnehmung nutzen. Dies verhindert das Multiplexen ungenutzter Ressourcen, wodurch dieses Spektrum für drahtloses Backhaul weniger attraktiv wird14. Um die drahtlose Innovation in den kommenden Jahren voranzutreiben, wird es notwendig, Lösungen zur gemeinsamen Nutzung des Spektrums zwischen Kommunikations- und passiven Sensorsystemen zu entwickeln – was der Hauptbeitrag dieses Artikels ist. Während terrestrische Messstationen durch geografische Trennung geschützt werden können, erfordern umlaufende Satellitensysteme dynamische Sharing-Lösungen auf der Grundlage selbstanpassender drahtloser Verbindungen. Tatsächlich zeigen wir – anhand eines genauen Verbindungsbudgets auf der Grundlage von ITU-Kanalmodellen –, dass aktive Sender tatsächlich schädliche Störungen für hochempfindliche Sensoren auf Satelliten erzeugen können, die über Kommunikationssystemen kreisen.

Der gemeinsame Zugriff zwischen Sensorik und Kommunikation wurde im Spektrum über 100 GHz nie experimentell nachgewiesen. Das ist nicht ohne Grund. Die derzeitige Frequenzpolitik verbietet Übertragungen in passiven Bändern, auch zu Versuchszwecken. Darüber hinaus erfordert eine selbstanpassende drahtlose Verbindung den Entwurf dynamischer Sub-Terahertz-HF-Frontends und Protokollstapel, die in Echtzeit gesteuert und neu konfiguriert werden müssen. Bestehende Transceiver, die für diesen Teil des Spektrums entwickelt wurden, sind jedoch auf Kanalsondierung oder statische Basisbandverarbeitungsfunktionen beschränkt, mit begrenzter oder keiner Rekonfigurierbarkeit und daher nicht geeignet, dynamischen Spektrumszugriff zu demonstrieren15,16,17,18,19,20,21, 22,23,24,25,26,27,28,29,30. In diesem Artikel wird ein Dualband-Backhaul-System mit dynamischem Spektrumzugriff im Spektrum über 100 GHz vorgestellt, insbesondere bei 123,5–140 GHz (im gesamten Artikel als Unterband (LB) bezeichnet) und 210–225 GHz (Oberband). (UB)). Dies ist das erste drahtlose System über 100 GHz, das (i) einen Echtzeit-Protokollstapel in zwei Frequenzbändern betreibt; (ii) führt eine automatisierte und dynamische Spektrumsfreigabe durch; und (iii) passt Verbindungsparameter (z. B. das Frequenzband) in Echtzeit an. Das vorgeschlagene System verfolgt Satellitenumlaufbahnen und schaltet automatisch Frequenzbänder um, wodurch verhindert wird, dass Backhaul-Übertragungen passive etablierte Betreiber stören, und ermöglicht gleichzeitig die Zuweisung großer, zusammenhängender Bänder für Kommunikationsdienste im gemeinsamen Spektrum. Für die Prototypenentwicklung dieses Systems mussten wir uns Herausforderungen stellen, die vom HF-Design für den Dualband-Aufbau bis hin zur dynamischen Steuerung und Integration mehrerer unabhängiger Systeme über offene Schnittstellen reichen. Wir evaluieren den Backhaul-Prototyp in einer experimentellen Umgebung, wobei Sender und Empfänger im Freien in einer städtischen Umgebung auf den Dächern von zwei Gebäuden unter den Grenzen einer FCC-Versuchslizenz eingesetzt werden. Wir glauben, dass die in diesem Papier dargestellten Ergebnisse den Weg für flexiblere Vorschriften ebnen können, die die wissenschaftliche Nutzung des Spektrums schützen und gleichzeitig vernünftigere Zuweisungen für zukünftige Generationen von Kommunikationssystemen ermöglichen.

In diesem Abschnitt wird die vorgeschlagene selbstanpassende Dualband-Backhaul-Verbindung vorgestellt. Wir diskutieren die Herausforderungen und Erkenntnisse aus der Entwicklung der HF- und Kommunikationskomponenten sowie des dynamischen Schaltrahmens und stellen dessen experimentelle Leistungsbewertung vor.

Abbildung 1 zeigt die Prototyp-Hardware mit Echtzeit-Signalverarbeitungs-Back-Ends für Sender (TX)/Empfänger (RX) und Dualband-Sub-Terahertz-Front-Ends. Das mmWave-Backend31 von NI (früher bekannt als National Instruments) verfügt über einen hardwarebeschleunigten Protokollstapel, der eine OFDM-Wellenform (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) generiert, die von der physikalischen (PHY) Schicht des 5G New Radio (NR) inspiriert ist und acht Komponententräger aggregiert mit je 100 MHz32. Die Dualband-Frontends, die 123,5–140 GHz und 210–225 GHz unterstützen, akzeptieren einen Zwischenfrequenzeingang (IF) an den Aufwärtskonvertern (TX-Seite) und erzeugen einen ZF-Ausgang an den Abwärtskonvertern (RX-Seite). Seite). Sie sind über einen Single-Pole Double-Throw (SPDT) HF-Schalter, der DC–18 GHz33 unterstützt, mit den Basisband-zu-ZF-Umwandlungsmodulen des NI-Systems verbunden. Vier Performance-Signalgeneratoren (PSGs) Keysight E8257D treiben die Lokaloszillatoren (LOs) der Dualband-Frontends an.

a Bereitstellung der Dualband-Backhaul-Verbindung über die Gebäude Snell Engineering und Egan Research an der Northeastern University. b Komponenten des RX. c Komponenten des TX. d Blockschaltbild mit den Komponenten des TX und RX. DC steht für Direct Current, NI für National Instruments, SPDT für Single-Pole Double-Throw, PSG für Performance Signal Generator, LB für Lower Band (123,5–140 GHz), UB für Upper Band (210–225 GHz), LO für Lokaler Oszillator, IF für Zwischenfrequenz und RF für Hochfrequenz.

Das Gesamtsystemdesign wurde durch zwei Hauptherausforderungen behindert. Erstens muss derselbe ZF-Ausgang mit einem hohen Spitzen-zu-Durchschnitts-Leistungsverhältnis mit Dualband-Frontends mit unterschiedlichen und begrenzten Eingangsleistungsspezifikationen verbunden werden. Zweitens führen Phasenrauschen und Dual-Seitenband-Frontends zu Amplitudenbeeinträchtigungen im empfangenen Signal.

Die Link-Budget-Planung zielt darauf ab, einen SNR-Spielraum von 10 Dezibel (dB) am ZF-Eingang des Empfänger-Back-Ends zu haben, unabhängig von den LB- oder UB-Front-Ends. Dies wird durch zwei Faktoren in Frage gestellt. Erstens führt die Back-End-OFDM-Implementierung zu einem hohen Spitzen-zu-Durchschnitts-Leistungsverhältnis (>10 dB), selbst für Modulationen niedrigster Ordnung. Dies ist ein bekannter Nachteil von OFDM-Systemen, die große FFT-Größen (Fast Fourier Transform) verwenden (in diesem Fall 2048 für jeden Komponententräger). Zweitens besteht eine Nichtübereinstimmung der Eingangsleistung zwischen den LB- und UB-TX-Frontends. Das LB-Frontend benötigt ein Eingangssignal mit einer Leistung von weniger als 0 Dezibel-Milliwatt (dBm) und erzeugt eine maximale Ausgangsleistung von 13 dBm. Das UB-Frontend benötigt eine Eingangsleistung von 10 dBm, um einen 3 dBm-Ausgang bei der gewünschten Harmonischen zu erzeugen. Um dieses Problem zu lösen, haben wir die OFDM-Wellenformleistung genau charakterisiert und die Back-End-Ausgangsleistung reduziert, um die Spitzenleistung unter der Grenze des UB-Front-Ends zu halten. Der Eingang zum LB-Frontend wurde dann weiter gedämpft, sodass er unter 0 dB lag. Um schließlich den Linkspielraum für die 43-m-Verbindung zu schließen, verwenden die LB- und UB-Systeme 38-dBi- bzw. 40-dBi-Antennen.

TX und RX auf beiden Bändern verfügen über zwei Mischstufen, die Teil der in Abb. 1 gezeigten analogen Frontends sind, und bilden so ein Überlagerungssystem. Aufgrund des Fehlens von HF-Filtern in den betrachteten Frequenzbereichen fehlt jedoch sowohl den LB- als auch den UB-Frontends ein Seitenbandauswahlfilter. In Kombination mit dem hohen Phasenrauschen (aufgrund des Frequenzvervielfachungsprozesses) kann dies zu drastischen Amplitudenschwankungen im empfangenen Signal führen. Um dieses Problem zu lösen, versetzen wir die ZF-Frequenz in den Aufwärts- und Abwärtskonvertierungspfaden um 1 GHz, anders als bei herkömmlichen Überlagerungssystemen, die dieselben ZF-Frequenzen verwenden. Somit wird nur eines der Seitenbänder für die empfängerseitige Verarbeitung ausgewählt, wodurch unerwünschte Amplitudenschwankungen vermieden werden. Um ein schnelles dynamisches Umschalten zu ermöglichen, sind die LB- und UB-Frontends auf die gleiche ZF-Frequenz eingestellt.

Der Frequenzversatz wird kompensiert, indem die ZF-zu-Basisband- und die ZF-zu-HF-LO-Frequenzen im NI-Backend und in den beiden LB- und UB-Sende-/Empfangspfaden entsprechend eingestellt werden. Bemerkenswert ist, dass die LB-Frontends eine 4-fache Frequenzvervielfachung des LO-Eingangs durchführen, sodass der TX LO auf 32,5 GHz (130 GHz am Aufwärtskonverter) eingestellt ist, während der RX LO auf 32,75 GHz (131 GHz bei) eingestellt ist der Abwärtskonverter). In ähnlicher Weise nutzen UB-Wandler eine 9× (6×) LO-Multiplikation auf der TX- (RX) Seite. Daher wurde der LO-Eingang auf der TX-Seite auf 23,88 GHz (entsprechend 215 GHz) und auf der RX-Seite auf 216/6 = 36 GHz eingestellt, wodurch das obere Seitenband für die Basisbandverarbeitung ausgewählt wurde.

Die dynamische Steuerung des Dualband-Frontends erfordert die Integration der Hardwarekomponenten mit einer programmierbaren, softwarebasierten Steuerlogik, die automatisch die Bänder wechseln kann, wenn das aktive System mit einem passiven etablierten System interferiert. Das Framework umfasst (i) ein Trackingsystem, das erkennt, wann LB- oder UB-Übertragungen einen passiven Benutzer stören könnten (z. B. einen Satelliten, der die Verbindung umkreist); und (ii) eine Schnittstelle mit dem SPDT-Schalter.

Diese flexible Architektur kann in zwei verschiedenen Modi betrieben werden. Die erste wird als unabhängiges Switching bezeichnet und setzt keine Koordination zwischen den Backhaul-Endpunkten voraus, die über das Network Time Protocol (NTP) nur lose zeitlich mit einer gemeinsamen Quelle synchronisiert sind und Frequenzwechselentscheidungen unabhängig treffen. Diese Konfiguration stellt eine Ad-hoc-Netzwerkbereitstellung ohne Out-of-Band-Kontrolle dar. Das Framework läuft auf den NI-Backends. Wir nennen den zweiten Bereitstellungsmodus koordiniertes Umschalten. Es ahmt die Konfiguration von Backhaul-Knoten für Mobilfunknetze nach, bei denen die Geräte mit einem Steuerungs-Overlay verbunden sind34. Das Tracking-Framework wird von einem zentralen Controller gehostet, der die beiden Endpunkte gleichzeitig benachrichtigt.

Als passiven Nutzer betrachteten wir den NASA-Satelliten Aura, der das Erdklima und die Luftqualität untersucht35 und in der Datenbank des Observing Systems Capability Analysis and Review Tool (OSCAR) der Weltorganisation für Meteorologie (WMO) als etablierter Anbieter im Spektrum neben dem UB-Band aufgeführt ist36 . Beachten Sie, dass wir die UB-Backhaul-Verbindung im 210–225-GHz-Bereich betreiben, konform mit den FCC-Vorschriften und einer experimentellen Lizenz. Allerdings könnte sein HF-Frontend bis zu 240 GHz erreichen und somit möglicherweise den Aura Microwave Limb Scanner (MLS) stören. Dieses Instrument scannt die Ozon (O3)-Absorptionslinie bei etwa 235,7098 GHz und die Kohlenmonoxid (CO)-Linie bei 230,538 GHz12. Daher betrachten wir in diesem speziellen Setup LB als das Band, in dem UB-Verkehr ausgelagert werden kann, um Störungen des Aura MLS zu vermeiden. Das Trackingsystem ruft Auras Umlaufbahnen von öffentlichen Programmierschnittstellen (APIs)37 ab und prüft, ob der Satellit über der Bereitstellung der Backhaul-Verbindung kreist. Schädliche Interferenzen werden erkannt, wenn sich Satellit und Backhaul in Sichtlinie (Line-of-Sight, LOS) befinden oder das tatsächliche Verbindungsbudget einen ITU-Schwellenwert überschreitet (wie im Folgenden erläutert). Dementsprechend löst die SPDT-Switch-Schnittstelle einen UB-zu-LB-Bandwechsel über HyperText Transfer Protocol (HTTP)-APIs38 aus. Der Umschaltmechanismus kann weiter verfeinert werden, um unnötige oder zu häufige Bandwechsel zu vermeiden, die die Systemleistung beeinträchtigen könnten.

Der Dualband-Sender und -Empfänger wurden im Freien auf dem Dach von zwei Campusgebäuden der Northeastern University in einer Entfernung von 43 m aufgestellt, wie in Abb. 1 dargestellt.

Trotz des ähnlichen Verbindungsbudgets wirkt sich das höhere thermische und Einseitenband-Phasenrauschen (SSB) (Abb. 2a, b) des UB-Frontends (mit einem Anstieg der Rauschzahl um ~ 10 dB) auf seinen Durchsatz aus, wenn höhere Modulations- und Codierungsschemata ( MCSs) werden berücksichtigt (Abb. 2c). Der maximale Durchsatz (der mit dem LB-System erreicht wird) und der durchschnittliche Durchsatz (der beides berücksichtigt) sind bis zu einer QPSK-Modulation (Quadrature Phase Shift Keying) mit einer Kodierungsrate von 1/2 vergleichbar. Weniger robuste MCS führen zu einem geringeren Durchsatz für UB. Infolgedessen liegt der durchschnittliche Durchsatz unter dem vom System maximal erreichbaren Wert.

Das LB-Front-End arbeitet im 123,5–140-GHz-Band (und in diesem speziellen Fall bei 139 GHz), und das UB-Front-End arbeitet im 210–225-GHz-Band (insbesondere bei 224 GHz). a Wahrscheinlichkeitsverteilungsfunktion (PDF) der thermischen Rauschamplitude für die Frontends LB (oranges Histogramm) und UB (blaues Histogramm) des Dualbandsystems. Analyse basierend auf n = 3,2 × 106 Rauschproben. b Einseitenband-Phasenrauschen (SSB) für die Frontends LB (orange Linie) und UB (blaue Linie). Analyse basierend auf n = 1,28 × 109 Rauschproben. dBc ist Dezibel relativ zum Träger. c Durchschnittlicher (orange Balken) und maximaler (blaue Balken) Durchsatz für verschiedene Modulations- und Codierungsschemata (MCSs). Analyse basierend auf n = 215.062 Durchsatzproben. Mbit/s ist Megabit pro Sekunde. d Durchsatz über die Zeit für zwei unabhängige Experimente mit MCS Binary Phase Shift Keying (BPSK) 1/5, mit unabhängiger (gepunktete rote Linie) und koordinierter (durchgezogene blaue Linie) Bandumschaltung. e Kumulative Verteilungsfunktion (CDF) der Dauer Δs eines Bandwechselvorgangs für unabhängiges Schalten (rote Linie) und koordiniertes Schalten (blaue Linie). Analyse basierend auf n = 120 Schaltereignissen.

Um die Wirksamkeit des vorgeschlagenen Frequenzumschaltansatzes zu bewerten, zeigt Abb. 2d den Durchsatz im Zeitverlauf mit unabhängiger und koordinierter Umschaltung, die alle 30 s künstlich ausgelöst wird. Das System sorgt für einen stabilen Durchsatz mit vernachlässigbaren Auswirkungen des Umschaltvorgangs, insbesondere bei koordiniertem Umschalten. Dies ist nur ein veranschaulichendes Beispiel, um die Wirksamkeit des Umschaltmechanismus zu zeigen, da die tatsächlich in jedem Frequenzband verbrachte Zeit unterschiedlich ist und von der Anwesenheit passiver Benutzer im UB-Band abhängt. Abbildung 2f zeigt die kumulative Verteilungsfunktion der Schaltdauer Δs über 120 unabhängige Schaltereignisse, definiert als das Zeitintervall zwischen dem Schalten an einem Endpunkt und dem Schalten am anderen. Das unabhängige Umschalten erfordert einen Mittelwert von Δs = 230 ms, da das Umschalten zu leicht unterschiedlichen Zeitpunkten in den beiden Endpunkten erfolgen kann, die nur für eine lose Synchronisierung auf NTP angewiesen sind39. Der koordinierte Ansatz dauert im schlimmsten Fall <42 ms (Median 30,11 ms), da der Wechsel von einem zentralen Controller für beide Endpunkte ausgelöst wird. Eine kurze Umschaltzeit ermöglicht außerdem eine einfache Skalierung des Systems für den Fall, dass mehrere etablierte Betreiber verfolgt und vermieden werden müssen. Insgesamt besteht beim unabhängigen Switching, das den Einsatz in anspruchsvollen Umgebungen erleichtert, ein Kompromiss hinsichtlich der Leistung gegenüber dem koordinierten Switching. Auch wenn die Frequenzumschaltung nur selten erfolgt und daher nur begrenzte Auswirkungen auf den durchschnittlichen Durchsatz hat, kann eine Ausfallzeit von mehreren zehn Millisekunden die End-to-End-Leistung der über die Verbindung fließenden Verkehrsströme beeinträchtigen und z. B. erneute Übertragungen oder Sitzungs-Resets auslösen auf der Transport- oder Anwendungsebene. Dennoch ermöglichen beide Schaltmechanismen dem Prototyp, schädliche Störungen umgehend zu vermeiden und gleichzeitig hohe durchschnittliche Durchsatzwerte beizubehalten.

Um die Möglichkeiten der dynamischen Spektrumsfreigabe über 100 GHz (insbesondere zwischen 209 und 241 GHz) zu verstehen, zeigt Abb. 3 die Spektrumsvorschriften (unten)5,6 und ein Linkbudget für die schlimmste Interferenz in Richtung eines Sensorsystems auf der Aura Satellit kreist über der Backhaul-Verbindung (oben). Für diese Analyse konzentrieren wir uns auf das 209-241-GHz-Band, da es sich um das Spektrum handelt, in dem das UB-Front-End arbeitet. Ähnliche Koexistenzprobleme gelten jedoch für das von der ITU regulierte Spektrum oberhalb von 100 GHz5.

a Empfangsleistung (RX) PRX (blaue gestrichelte Linie) für einen Satelliten auf der Aura-Umlaufbahn von einem Bodensender, der bei fc = 226 GHz arbeitet, verglichen mit dem ITU-Schwellenwert für Interferenz PRX,th (durchgezogene violette Linie), in Dezibel-Watt (dBW). b Umlaufbahn des Aura-Satelliten über dem Einsatzort des Prototyps, mit einem Höhenwinkel α ≥ 0 (durchgezogene rote Linien) und einem Höhenwinkel, der PRX ≥ PRX,th entspricht (schwarze gestrichelte Linie). c Zusammenfassung der Spektrumbestimmungen für den Bereich 209–241 GHz. ITU 5.340-Bänder oder United States (US) 246 (226–231,5 GHz) sind rot dargestellt; ITU 5.149-Bänder oder US 342 (209–226 GHz), in Orange; ITU 5.563-Bänder (235–238 GHz) in Gelb; und Bänder, in denen Kommunikationsnutzer (ko-)primär sind (231,5–235 GHz und 238–241 GHz), in Grün. Das Band des Prototyps ist in Weiß mit schwarzen durchgezogenen Linien dargestellt. MLS ist ein Mikrowellen-Gliedmaßenscanner.

Das Spektrum 209–241 GHz umfasst Bänder, in denen aktive Benutzer (i) nicht senden können (226–231,5 GHz, gemäß den Fußnoten FCC US2466 und ITU 5.3405); oder (ii) die Notwendigkeit, Nutzer der passiven Radioastronomie und der Erdüberwachung zu schützen (209–226 GHz und 235–238 GHz, gemäß FCC US342, ITU 5.149 und 5.563). Die ITU definiert schädliche Interferenzen als Empfangsleistung über dem Schwellenwert PRX,th = − 194 dBW im 226 − 231,5 GHz-Band40. Die obere linke Ecke von Abb. 3 bewertet, ob dieser Schwellenwert für Aura – das 705 km über der Erde kreist35 – überschritten wird, indem die empfangene Leistung PRX für verschiedene Höhenwinkel α gemeldet wird. Wir gehen vorsichtig davon aus, dass die Backhaul-Link-Richtantenne (mit einem Gewinn von 40 dB und einer Sendeleistung von 23 dBm) in einem LOS-Szenario auf den Satelliten ausgerichtet ist. Dies ist in der Regel nicht der Fall, liefert jedoch eine Worst-Case-Schätzung der Interferenz. Wir betrachten die ITU-Kanalmodelle für die atmosphärische Dämpfung als Funktion von Frequenz, Höhe und Höhenwinkel α (Ref. 41,42). Die Trägerfrequenz ist auf fc = 226 GHz eingestellt, d. h. die Frequenz, die dem tatsächlich im Experiment verwendeten UB-Träger (224 GHz) am nächsten kommt, mit einem in Lit. definierten Schwellenwert. 40. Während die atmosphärische Dämpfung des Signals Störungen bei kleinem α verhindert, übersteigt die empfangene Leistung bei α ≥ 8,4° PRX,th. Dies führt zu Satellitendurchgängen (hervorgehoben in Abb. 3), für die die Dualband-Backhaul-Verbindung von UB auf LB umgestellt werden muss.

Vor diesem Hintergrund dürfen Sharing-Lösungen, die zusammenhängende Übertragungen mit großer Bandbreite in den Bändern über 100 GHz ermöglichen würden, nicht statisch sein. Durch die dynamische gemeinsame Nutzung des Spektrums könnten sich die Vorschriften von einem strikten Verbot jeglicher aktiver Übertragung in passiven Bändern zu flexibleren Systemen entwickeln, bei denen aktive Benutzer für einen Teil der Zeit auf extrem großen zusammenhängenden Bandbreiten übertragen könnten. Betrachtet man beispielsweise das 209-241-GHz-Band, sind nur 6,5 GHz (nicht zusammenhängend, 231,5-235 GHz und 238-241 GHz) für die feste oder mobile Übertragung vorgesehen, ohne dass das Spektrum geteilt werden muss, und schützen so passive etablierte Betreiber. Abbildung 4 zeigt die Shannon-Kapazität als Funktion der Bandbreite B für verschiedene Spektrum-Sharing- und Aggregationskonfigurationen. Wir betrachten eine Empfangsleistung PRX = − 23 dBm, eine Rauschzahl F = 8,5 dB für den Empfänger, eine Rauschtemperatur T0 = 296 K. Das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) in dB beträgt \({{\Gamma }}={P}_{{{{{{{{\rm{RX}}}}}}}}}-10{\log }_{10}(k{T}_{0}B)- F\), und die Shannon-Kapazität wird berechnet als \(C=B{\log }_{2}(1+{{\Gamma }})\). Gemäß den aktuellen Vorschriften begrenzen wir die Kapazität auf den Wert, der durch die maximale Bandbreite unterstützt wird, die durch die FCC-Zuteilungen zulässig ist (z. B. 3,5 GHz für die Konfiguration „Keine gemeinsame Nutzung“). Wir erwägen auch die Möglichkeit, mehrere Frequenzbänder für eine einzige Übertragung zusammenzufassen. In diesem Fall würde die Konfiguration „Keine gemeinsame Nutzung“ 3,5 + 3 = 6,5 GHz nutzen. Beachten Sie, dass die Trägeraggregation möglicherweise nicht für alle drahtlosen Kommunikationstechnologien möglich ist. Abbildung 4 zeigt deutlich die Kapazitätslücke zwischen einem System, in dem eine dynamische Frequenzteilung zulässig ist, und einem System, das den aktuellen Vorschriften folgt, mit einem Gewinn von bis zu 8x (keine Aggregation) und 4,5x (Aggregation). Darüber hinaus zeigen die Ergebnisse von Polese et al.43, dass zukünftige 6G-Systeme über 100 GHz zum Erreichen einer Zielrate von 1 Terabit pro Sekunde (Tbit/s) mehr zusammenhängende Bandbreite benötigen, als ohne Spektrumsteilung verfügbar ist.

Die Analyse geht von einer Empfangsleistung (RX) PRX = − 23 dBm, einer Rauschzahl F = 8,5 dB für den Empfänger und einer Rauschtemperatur T0 = 296 K aus. Die Konfiguration „No Sharing“ verwendet nur Bänder, die ausschließlich für Festnetz oder Mobilfunk bestimmt sind Kommunikation, ohne (rote gestrichelte Linie) oder mit Aggregation (schwarze gepunktete Linie). Die Option „Freigabe“ nutzt die Bänder, in denen die Kommunikation primär oder co-primär ist, ohne (lila gestrichelte Linie) oder mit Aggregation (grüne gestrichelte Linie). Das Setup „Freigabe (einschließlich geschützter Bänder)“ (blaue durchgezogene Linie) umfasst auch die gemeinsame Nutzung von ITU 5.340-Bändern.

Die Ermöglichung einer dynamischen Frequenzteilung erfordert (i) ein Bewusstsein für passive Benutzer, die von Störungen betroffen sind; und (ii) selbstanpassende aktive Links. In diesem Artikel zeigen wir einen möglichen Ansatz zur Sensibilisierung für den Betrieb passiver Sensorinstrumente in bestimmten Frequenzen, Zeiträumen und geografischen Standorten. Dies zeigt, dass eine Koordinierung tatsächlich möglich ist und dass skalierbare Systeme ähnlich dem Spectrum Access System (SAS) im CBRS-Band (Citizens Broadband Radio Service) eingeführt werden können, um Informationen über passive Erfassungsaktivitäten auszutauschen und einen störungsfreien Betrieb mit aktiven Benutzern zu planen43 ,44.

Die Ergebnisse dieser Arbeit veranschaulichen auch, wie unser Prototyp in der Lage ist, sich in diesen Frequenzbändern in Echtzeit selbst zu konfigurieren. In der früheren Literatur wurden drahtlose Systeme über 100 GHz45 gezeigt, jedoch nur als Kanalschallgeber15,16,17,18 oder PHY-Implementierungen19,20,21,22,23,24,25,26,27,28,29,30. In diesem Artikel wird der Stand der Technik zur Kommunikation über 100 GHz durch die Einführung dynamischer Steuerung und Dualband-Betrieb weiterentwickelt. Während sich dieser Prototyp auf die Anpassungsfähigkeit in Echtzeit konzentriert, unterstützt sein Back-End aufgrund von Einschränkungen bei der Geschwindigkeit des Analog-Digital-Wandlers (ADC)/Digital-Analog-Wandlers (DAC) und der Signalverarbeitungsfähigkeiten eine begrenzte Bandbreite (z. B. 800 MHz). seiner digitalen Stoffe. Daher entwickeln wir auch ein softwaredefiniertes Backend für Multi-GHz-weite Übertragungen und höhere Datenraten46. Dennoch stellt die Entwicklung einer dynamischen und in Echtzeit rekonfigurierbaren Sub-Terahertz-Verbindung einen wichtigen Schritt dar, um das Potenzial der Kommunikation über 100 GHz voll auszuschöpfen11. Mobilfunknetze der nächsten Generation werden eine viel höhere Einsatzdichte aufweisen47, was die Anzahl der Sub-Terahertz-Geräte erhöht und manuelle Eingriffe und Konfigurationen nahezu unmöglich macht. Eine selbstorganisierende Verbindung verbessert die Ausfallsicherheit solcher Bereitstellungen. Neben dem Wechsel der Betriebsbänder müssen sich Backhaul-Verbindungen über 100 GHz automatisch an die atmosphärischen Bedingungen anpassen, einschließlich Feuchtigkeit und Wind. Feuchtigkeit beeinflusst den Breitband-Frequenzgang48 und erhöht die molekulare Absorption (und damit den Pfadverlust) selektiv über das elektromagnetische Spektrum. Folglich müssen drahtlose Verbindungen die entsprechende Bandbreite auswählen oder Mehrträgersysteme mit adaptivem MCS verwenden, die mehr Informationen über Träger übertragen, die weniger von der Absorption betroffen sind. Wind hingegen kann die Richtungsübertragung beeinträchtigen, indem er Vibrationen in die Funkinfrastruktur einbringt49.

Heute ist das Spektrum über 100 GHz streng reguliert und stark fragmentiert, wobei mehrere schmale Bänder passiven Nutzern vorbehalten sind. Dies verhindert, dass Kommunikationssysteme extrem große Bandbreiten ausnutzen. In diesem Artikel wurde die Machbarkeit einer dynamischen Spektrumsfreigabe im Spektrum über 100 GHz demonstriert. Wir haben eine dynamische Dualband-Backhaul-Verbindung eingeführt, die Echtzeitanpassungsfähigkeit einer drahtlosen Verbindung über 100 GHz demonstriert und diskutiert, wie die dynamische gemeinsame Nutzung des Spektrums die Entwicklung drahtloser Kommunikationssysteme in diesen Frequenzbändern fördert. Dieses grundlegende Ergebnis zeigt, wie zukünftige Regulierungen für dieses Frequenzband auf Sharing-Technologien basieren können, um eine nahtlose Koexistenz von passiven und aktiven Nutzern zu gewährleisten, und fördert zukünftige Forschungen zur Gestaltung passiver/aktiver Sensibilisierungs- und Koexistenzsysteme im Spektrum über 100 GHz.

In diesem Abschnitt werden relevante Informationen im Zusammenhang mit der Entwicklung von Dualband-Backhaul-Verbindungen und ihrer experimentellen Bewertung besprochen. Die Auswahl der geeigneten LO-Frequenzen und ein ausgewogenes Verbindungsbudget zwischen den beiden Frequenzbändern waren von grundlegender Bedeutung für die Entwicklung einer Dualband-Backhaul-Verbindung mit hohem Durchsatz. In diesem Zusammenhang diskutieren wir zunächst ausführlich, wie die LO-Frequenzauswahl eine Amplitudenmodulation aufgrund von Phasenrauschen verhindern kann, und berichten dann über die Bewertung des Verbindungsbudgets. Als nächstes stellen wir das Szenario und die Verfahren für die experimentelle Bewertung vor und stellen zusätzliche Elemente zur Definition und Messung der Leistungsmetriken vor. Abschließend überprüfen wir das Kanalmodell, das zur Berechnung der Interferenz mit dem Aura MLS-Sensor verwendet wird.

Wir haben die TX- und RX-seitigen LO-Frequenzen (sowohl Basisband-zu-ZF als auch ZF-zu-HF) sorgfältig ausgewählt, um das Phasenrauschen, das das empfangene Signal verunreinigt, zu mildern. Das von den Frontends des Prototyps gesendete Signal s(t) kann wie folgt ausgedrückt werden, da beide Sender keinen Bandpassfilter zur Unterdrückung von Seitenbandübertragungen enthalten:

wobei p(t) das komplexe Basisbandsignal ist, \({\omega }_{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\ rm{TX}}}}}}}}}}\) und ωIF sind die Frequenzen der IF-zu-RF- bzw. Basisband-zu-IF-LOs, ϕTX ist der Phasenrauschterm auf der TX-Seite und \ ({{{{{{{\rm{Re}}}}}}}}\{\cdot \}\) bezeichnet die Auswahl des Realteils des Signals.

Unter der Annahme einer rauschfreien und LOS-Ausbreitung kann das empfangene Signal r(t) nach der ersten ZF-Stufe ausgedrückt werden als:

wobei k für die Verluste verantwortlich ist, LPF{ ⋅ } die Tiefpassfilteroperation bezeichnet, \({\omega }_{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{ {{{{{{\rm{RX}}}}}}}}}}\) ist die HF-zu-ZF-LO-Frequenz und ϕRX ist der Phasenrauschterm auf der RX-Seite. Der obige Ausdruck kann auf die folgende Form vereinfacht werden:

Gl. (3) bemerkt, dass wenn \({\omega }_{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\rm{TX}} }}}}}}}}={\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\rm{RX} }}}}}}}}}\), das gewünschte empfangene ZF-Signal \({{{{{{{\rm{Re}}}}}}}}\{p(t){e}^{- j{\omega }_{{{{{{{{\rm{IF}}}}}}}}}t}\}\) wird durch den Term \(\cos ({\phi }) amplitudenmoduliert _{{{{{{{{\rm{TX}}}}}}}}}-{\phi }_{{{{{{{{\rm{RX}}}}}}}}}) \). Da sowohl ϕTX als auch ϕRX aufgrund von Phasenrauschen zeitabhängig sind, kann die obige Modulation erhebliche Signalpegelschwankungen beim empfangenen Signal in der ersten ZF-Stufe und dort weiter unten in der RX-Kette verursachen. Wir entwerfen unseren Prototyp mit \({\omega }_{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\rm{TX}}} }}}}}}}\,\ne\, {\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\ rm{RX}}}}}}}}}}\). Für dieses Szenario, wie in Gl. (3) ist das gewünschte Spektrum zentriert bei \(| {\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\ rm{TX}}}}}}}}}}-{\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{ \rm{RX}}}}}}}}}}| \pm {\omega }_{{{{{{{\rm{IF}}}}}}}}}\). Somit kann das gewünschte Seitenband bei ZF auf das Basisband reduziert werden, indem die LO-Frequenz der zweiten Stufe am Empfänger auf eine der Mittenfrequenzen eingestellt wird und abhängig von der Frequenz das Basisbandspektrum konjugiert werden soll oder nicht. Beachten Sie, dass \({\omega }_{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\rm{TX}}}}}} }}}}\) und \({\omega }_{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\rm{RX} }}}}}}}}}\) müssen so gewählt werden, dass die beiden ZF-Bänder ausreichend voneinander getrennt sind.

Das Leistungsbudget des Prototyps wurde durch eine Link-Budget-Analyse abgeleitet, die den Pfadverlust aufgrund von Ausbreitung, Absorption, Umwandlungsverlust des Mischers und anderen Kabeln, Steckerverlusten und dem Gewinn der Antennen am TX und RX berücksichtigte Rauschverstärker, ZF-Verstärker am Empfänger. Die empfangene Leistung nach der ersten Abwärtskonvertierungsstufe ist gegeben durch

In diesem Fall haben wir 139 GHz und 224 GHz als Mittenfrequenzen für das LB- bzw. UB-System betrachtet. Die Sendeleistung (PTX) beträgt 13 dBm (LB) und 3 dBm (UB) im entsprechenden HF-Frequenzbereich. Die vom Transceiver verwendeten Antennen (GTX, GRX) haben einen Gewinn von 38 dBi für LB und einen Gewinn von 40 dBi für UB. Der Pfadverlust, der den Ausbreitungs- (Lspread) und den Absorptionsverlust (Labs) berücksichtigt, wird unter Berücksichtigung von 55 % Luftfeuchtigkeit, einer Temperatur von 293 K und einem Druck von 1 atm ermittelt und beträgt 108,1 dB für 139 GHz und 112,4 dB für 224 GHz ( gemäß dem ITU-Modell, wie im Folgenden besprochen). Die Kabel- und Steckerdämpfung (Lmisc) beträgt für beide Konfigurationen ungefähr 9,4 dB. Beim Empfänger beträgt der durch einen Down-Conversion-Mischer (Lmixer) eingebrachte Verlust etwa 7 dB bzw. 15 dB für die LB- und UB-Systeme. Die maximale Verstärkung (GLNA) des Low Noise Amplifier (LNA) beträgt etwa 12 dB (LB-Empfänger) und 35 dB (UB-Empfänger), was dazu beiträgt, den vollen Dynamikbereich des ADC zu nutzen.

Nach der Berechnung beträgt die theoretische Empfangsleistung (PRX) −23,5 dBm bzw. −19 dBm für das 139-GHz-System bzw. 224 GHz, was dem Empfangswert von −21 dB (139 GHz) bzw. −23 dB (224 GHz) sehr nahe kommt ) für eine 43 m lange LOS-Funkverbindung, die wir in unseren Experimenten erhalten haben. Diese Ergebnisse unterstützen unser Systemdesign und leiten unser PHY-Design.

Wir haben die Ausrüstung auf dem Dach von zwei mehrstöckigen Gebäuden (Egan Research Center und Snell Engineering) auf dem Campus der Northeastern University mit einem Abstand von 43 m zwischen den Sender- und Empfänger-Frontends installiert, wie in Abb. 1 dargestellt Die Experimente wurden über mehrere Tage hinweg durchgeführt, bei bewölktem Wetter, einer Temperatur zwischen 9,9 °C und 13,6 °C und einer Luftfeuchtigkeit zwischen 46 % und 57,8 %.

Vor der Durchführung unserer experimentellen Kampagne wurden die NI-mmWave-Backends ordnungsgemäß kalibriert, um das Ungleichgewicht zwischen dem Inphase- und Quadratursignal sowie den DC-Offset auszugleichen. Darüber hinaus wurden die Richtantennen der analogen Frontends sorgfältig ausgerichtet, um sicherzustellen, dass in beiden Frequenzbändern der maximale Antennengewinn erzielt wird. Die Ausrichtung wurde manuell durchgeführt, indem ein Schmalbandton mit einem Arbitrary Waveform Generator Keysight M8196A gesendet und die Empfangsleistung mit einem digitalen Speicheroszilloskop Keysight DSOZ632A gemessen wurde. Wir betrachteten die Antennen als genau ausgerichtet, wenn die gemessene Empfangsleistung mit der Vorhersage des Verbindungsbudgets übereinstimmte (wie zuvor besprochen).

Die Outdoor-Operationen wurden in Übereinstimmung mit einer FCC-Versuchslizenz durchgeführt. Die Leistung des Schaltmechanismus wurde durch künstliches Auslösen des Schalters bewertet, sodass Vorgänge während tatsächlicher Überflüge des Aura-Satelliten über den Einsatzort vermieden wurden (obwohl das UB-System tatsächlich in einem Frequenzband betrieben wurde, das keine schädlichen Störungen erzeugt). Auras MLS).

Die Profilerstellung des Dual-Link-Backhaul-Prototyps umfasste mehrere in Abb. 2 dargestellte Metriken, die hier detailliert beschrieben werden.

Thermisches Rauschen: Die Rauschcharakterisierung ist ein wesentlicher Schritt zur Bestimmung des Erkennungsalgorithmus und der erforderlichen Signalverarbeitung. Das thermische Rauschen in der Empfangskette und das durch Wassermoleküle im Kanal verursachte Absorptionsrauschen sind die Hauptrauschquellen. Darüber hinaus verursachen die Stromversorgung und die Übertragungskette niederfrequentes Rauschen, das die empfangenen Signale weiter beeinträchtigt. In Abb. 2a ist das Histogramm der gemessenen Rauschproben für 800 MHz Bandbreite für die LB- und UB-Frontends dargestellt. In beiden Fällen folgt das Rauschen einer Gauß-Verteilung. Für das LB-System betragen der ungefähre Mittelwert und die Varianz jeweils −0,02 mV und 16 nW. Im Gegensatz dazu betragen der Mittelwert und die Varianz für das UB-System −0,02 mV bzw. 188 nW. Daher ist die Rauschleistung für das UB-System um 10 dB höher als für das LB-System, was den geringeren Durchsatz für das UB-System bei einem ähnlichen Verbindungsbudget erklärt. Unter Berücksichtigung einer drahtlosen Verbindung über eine Entfernung von 43 m und einer niedrigen PHY-Bitfehlerrate (BER) (~10−2 ohne Codierung) erklärt der oben genannte Unterschied im Grundrauschen der beiden Front-Ends tatsächlich, warum das LB-System bis zu unterstützt 16-QAM, während das UB-System nur QPSK umfasst.

Phasenrauschen: Phasenrauschen ist ein großes Problem in frequenzvervielfachten Systemen. Unter Phasenrauschen versteht man schnelle, kurzfristige, zufällige Phasenschwankungen, die durch eine Instabilität des Oszillators im Zeitbereich verursacht werden. Das SSB-Phasenrauschen in dBc/Hz ist in Abb. 2b für die LB- und UB-Frontends dargestellt. Trotz der Verwendung großer Multiplikatorketten in Front-Ends führt die Verwendung von PSGs mit sehr hoher Stabilität zu einem geringen Phasenrauschen bei HF. Die Rauschleistung sinkt unter −100 dBc/Hz bei 0,5 MHz für das LB-Frontend und 0,8 MHz für das UB-Frontend. Allerdings gibt es bei beiden Systemen Spitzen aufgrund von Störleistungskomponenten im Phasenrauschdiagramm.

Durchsatz und Schaltdauer: Der Durchsatz und die Schaltzeit wurden während der Experimente gemessen, indem Informationen aus dem NI-mmWave-Back-End-System und dem Schaltrahmen kombiniert wurden. Das NI-Backend basiert auf einem OFDM PHY31, wobei die Zeitressourcen Intro-Frames von 10 ms (wie bei 3GPP NR) organisieren, selbst in 50 Slots mit einer Dauer von 200 μs aufgeteilt sind und die Frequenzressourcen mit acht Komponententrägern mit 100 MHz konfiguriert sind jeweils (für insgesamt 800 MHz Bandbreite). Der OFDM-Unterträgerabstand beträgt 75 kHz. Jeder Schlitz trägt eine variable Anzahl von Datencodewörtern, entsprechend dem ausgewählten Modulations- und Codierungsschema. Die Kanalkodierung für das NI-Backend basiert auf Xilinx 3GPP Mixed Mode Turbo Encoders/Decoders50. Das Back-End misst den Durchsatz als Summe der Datenbytes korrekt dekodierter Codewörter über ein Frame-Intervall von 10 ms. Daher beträgt die Protokollierungsgranularität unserer Durchsatzmessungen 10 ms. Die Schaltdauer wird berechnet, indem der Zeitpunkt Ti, i ∈ {TX, RX} eines Schaltereignisses am Sender und Empfänger protokolliert wird. Dann ist \({T}_{{{{{{{{\rm{s}}}}}}}}}={\min }_{i\in \{{{{{{{{\rm {TX}}}}}}}},{{{{{{{\rm{RX}}}}}}}}\}}{T}_{i}\) kann als Startzeit von betrachtet werden ein Schaltereignis. Das Ende eines Schaltereignisses wird durch den Zeitpunkt \({T}_{{{{{{{{\rm{e}}}}}}}}}\ge {\max }_{i\in \{{{{{{{\rm{TX}}}}}}}},{{{{{{{\rm{RX}}}}}}}}\}}{T}_{i }\), bei dem der Durchsatz innerhalb von ± 3 % seines Durchschnittswerts liegt (um Kanal- und Rauschschwankungen zu berücksichtigen). Die Schaltdauer beträgt dann Δs = Te − Ts.

Der Pfadverlust für die Verbindungsbudgets in den Auswertungen dieser Arbeit basiert auf der Summe des Energieverlusts aufgrund der molekularen Absorption und des Ausbreitungsverlusts. Letzteres wird durch den Freiraum-Pfadverlust angegeben, d. h. im dB-Maßstab,

wobei f und d die Trägerfrequenz (in GHz) bzw. die Ausbreitungsentfernung (in km) sind. Für einen Satelliten, der in der Höhe H umkreist, kann der Abstand d für einen Höhenwinkel α berechnet werden als \(d=\sqrt{{({R}_{{{{{{{\rm{E}}}}} }}}}\sin \alpha )}^{2}+2{R}_{{{{{{{\rm{E}}}}}}}}}H+{H}^{2}} -{R}_{{{{{{{{\rm{E}}}}}}}}}\sin \alpha\), mit dem Erdradius RE = 6371 km.

Der Absorptionsverlust Labs ergibt sich aus der molekularen Absorption aus atmosphärischen Gasen, einschließlich Sauerstoff und Wasserdampf. Dieser Faktor wurde mit der in Lit. beschriebenen zeilenweisen Methode berechnet. 41, das die Beiträge jeder Sauerstoff- und Wasserdampfresonanzlinie zusammen mit Faktoren wie der druckinduzierten Stickstoffdämpfung über 100 GHz summiert. Sofern nicht anders angegeben, haben wir für die Zusammensetzung und die Bedingungen der Atmosphäre die globale Referenzatmosphäre aus dem ITU-Bericht42 berücksichtigt, der eine Referenz für Temperatur, Druck und Wasserdampfdichte bietet.

Die für diese Arbeit gesammelten experimentellen Messdaten sind im Northeastern Library Digital Repository Service unter http://hdl.handle.net/2047/D20427338 archiviert. Die Daten enthalten die experimentellen Spuren, die während der Bereitstellung des Dualband-Backhaul-Prototyps gesammelt wurden.

Die Software für das Schaltframework und zur Verarbeitung der Messspuren ist Open Source und verfügbar unter https://github.com/mychele/dynamic-spectrum-sharing-active-passive-above-100-ghz51. Die Skripte wurden mit Python Version 3.9.7 getestet. Für das Switching-Framework ist ein API-Schlüssel erforderlich, der auf der N2YO-Website37 erhältlich ist. Zusätzliche Anforderungen sind im Code-Repository aufgeführt.

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Referenzen herunterladen

Diese Arbeit wurde teilweise von NSF durch Grant AST-2037896, von AFRL durch Grant FA8750-20-1-0200 und von ONR durch Grant N00014-20-1-2132 unterstützt.

Institut für das drahtlose Internet der Dinge, Northeastern University, Boston, MA, USA

Michele Polese, Viduneth Ariyarathna, Priyangshu Sen, Francesco Restuccia, Tommaso Melodia und Josep M. Jornet

Jet Propulsion Laboratory, California Institute of Technology, Pasadena, CA, USA

Jose V. Siles

Roux Institute, Northeastern University, Portland, ME, USA

Francesco Restuccia

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MP, VA, PS, JS und JMJ entwickelten die Hardware und Software für den Dualband-Prototyp. MP, VA und PS führten die Experimente durch und verfassten die Arbeit. MP, VA, PS, JS, FR, TM und JMJ überarbeiteten und verbesserten das Manuskript und trugen zur Problemdefinition bei.

Korrespondenz mit Michele Polese.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

Communications Engineering dankt Tetsuya Kawanishi, Zhi Chen und Chong Han für ihren Beitrag zum Peer-Review dieser Arbeit. Hauptredakteur: Rosamund Daw.

Anmerkung des Herausgebers Springer Nature bleibt hinsichtlich der Zuständigkeitsansprüche in veröffentlichten Karten und institutionellen Zugehörigkeiten neutral.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Polese, M., Ariyarathna, V., Sen, P. et al. Dynamische Spektrumsteilung zwischen aktiven und passiven Nutzern über 100 GHz. Commun Eng 1, 6 (2022). https://doi.org/10.1038/s44172-022-00002-x

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Eingegangen: 04. Dezember 2021

Angenommen: 23. Februar 2022

Veröffentlicht: 26. Mai 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s44172-022-00002-x

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